Circularly Polarized 4 × 4 Uniplanar Antenna Array with a Double Sequential Rotation Feeding Network

Sinisa Jovanovic和Ivana Radnovic，IMTEL Komunikacije，塞尔维亚贝尔格莱德

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摘要：设计了一种4×4微带贴片天线阵列，具有单平面结构，由双顺序旋转馈电网络馈电，以提供圆极化。中心支路馈电网络中的顺序分配器使相邻阵列单元之间实现了所需的相移，而特定的阵列几何形状确保了高度的中心对称性，并有助于实现低轴向比。测量结果与仿真结果有良好的一致性。在13.5%带宽上，|S₁₁|优于-10dB，10GHz中心频率处的增益约为16dBi，在12%带宽上，轴向比小于3dB。

圆极化(CP)天线阵列需要相邻辐射单元的馈电点之间具有精确相移的振幅平衡信号。¹ 此类阵列的馈电网络(FN)可能会变得非常复杂，尤其是在阵列单元数量众多的情况下。这种复杂性会导致FN对称性的退化，导致CP带宽变窄。一种有助于克服这一问题并最大限度减少FN损耗的方法是多层FN。² 然而，这可能会带来制造上的困难，并增加阵列体积、重量和成本。没有多层馈电结构的微带天线阵列通常最多用2×2个辐射单元就可实现13dBi左右的增益。^3-5

在贴片辐射单元中产生CP的方法会影响天线结构的复杂程度以及电学和辐射特性。CP是通过激发两个正交模式实现的，可以使用双馈线或单馈线和扰动贴片结构。单馈线技术简单紧凑，但提供的阻抗和轴向比(AR)带宽非常窄，其中AR带宽通常是阻抗带宽的一小部分。通过增加阵列中辐射单元的数量，并应用精心设计的FN来补偿振幅不平衡和相位误差，可以显著改善阵列的特性。⁶ 寄生耦合堆叠贴片通常用于克服这些缺点。^7,8 虽然它们提供了更高的增益，但制造起来比较复杂。

双馈线配置是最直接的方法，通过在两条馈线中的一条引入90度相移，激发两个振幅相等、相位差90度的正交模式。在将两条线路并联之前，通过四分之一波长的线路将一个输入端的阻抗转移，可以消除第二条线路的一些反射，增加阻抗带宽。⁹ 阻抗带宽大约是单馈线贴片带宽的两倍，AR带宽与阻抗带宽相当。¹⁰

本工作介绍了一种4×4单平面微带天线阵列，采用双顺序FN，既满足获得CP的条件，又能获得更高的增益。高度的中心对称性有助于在较宽的频率范围内保持较低的AR值。天线阵列和馈电网络都是采用标准的光刻技术在同一电介质基板上制造的，由于采用的是低成本生产技术，该设计很容易重复生产。

顺序馈电网络设计

FN的主要馈电点在天线结构的对称中心，通过垂直于地平面焊接的SMA连接器馈电(图1)。FN的主要部分是一个顺序分配器(图2a)，由λ/4变换器组成，其特征阻抗经过优化，可在其所有输出端获得振幅相等的信号，相邻端口之间的相位差为π/2。输入信号P_G被分为P_A、P_B、P_C和P_D四个信号，相对相位θ_PA＝0、θ_PB＝90、θ_PC＝180、θ_PD＝270度。得到具有这些特性的信号的可能特征阻抗组合之一是：Z_C1＝35.35、Z_C2＝33.33、Z_C3＝50、Z_C4＝100Ω，而在中心频率为10GHz时，阻抗为Z_C1、Z_C2、Z_C3的条带和Z_C4条带的长段的电长度为π/2。顺序分配器的100Ω输出线与50Ω微带线采用λ/4变换器匹配，Z_C5=70.7Ω。

图1：带双顺序馈电网络的4×4微带天线阵列，图中显示了实现圆极化的相对相位和顺序分配器(黑色部分)。

图2：中央顺序分配器(a)、外围顺序分配器(b)和带馈电网络的辐射单元(c)。

外围顺序分配器(图2b)的作用与中央分配器相同，所以它们的结构几乎完全相同，仅在形式上有所区别：带有Z_C1的λ/4输入变换器从顺序分配器上弯向连接外围顺序分配器与中央分配器的50Ω微带线。如图2b所示，从中央分配器的输出端口A来的信号P_A被分成四个信号：P_A1、P_A2、P_A3和P_A4，它们的振幅相等，相邻端口之间的相位差为π/2。

在外围顺序分配器的输出端有特征阻抗Z_C4＝100Ω的微带线的短段，用λ/4变换器Z_C6与辐射单元馈电电路相匹配。阵列辐射单元的子馈电网(图2c)用于将方形微带贴片的输入阻抗(180-220Ω，取决于介电基板的厚度)与外围顺序分配器的输出阻抗Z_C4匹配，选择为100Ω。

带λ/4变换器的贴片的输入阻抗(Z_C8=70-100Ω)与Z_C7 (30-50Ω)相匹配。在10GHz中心频率下，Z_C7微带线短段和长段的电长度相位差等于π/2。辐射单元输入端带有Z_C6 (40-50Ω)的λ/4变换器将阻抗Z_C7/2与外围顺序分配器Z_C4的输出阻抗相匹配。通过结合中央和外围顺序分配器提供的相位差，以及贴片的FN，输入信号P_G被分成32个幅度和相对相位相等的信号(图1)。天线阵列在保持这种条件下，AR值很低，这完全取决于整体FN的结构和特性。图1所示的精确相对相位是在单一频率上实现的，与方形贴片的最低谐振频率对齐，在此频率上，贴片具有最高的辐射效率。

实现和测量结果

天线阵列是在0.254mm厚的特氟龙玻璃纤维电介质基片上制造的，ε_r=2.17，tanδ=0.0009，金属化厚度t=0.017mm。边长为9.9mm的方形贴片在两个方向上间隔0.88λ (26.55mm)，相对于水平轴和垂直轴倾斜30度(图3)。

图3：4×4原型阵列的LHCP (a)和RHCP (b)。

天线阵列的背面安装了一个SMA连接器，其中心引脚连接到中央顺序网络的输入端口，而外导体则焊接到微带基板的参考地平面(图4a)。如图3所示，制作了左手CP (LHCP)和右手CP (RHCP)两个版本，用于根据两个相同天线之间的自由空间损耗测量结果来确定天线增益。

图4：天线阵列背面(a)，安装在带有SMA旋转接头的三脚架上进行测量(b)。

天线阵列增益和AR变化的电磁仿真和测量结果分别见图5和图6。阵列增益由两根相同天线之间的自由空间路径损耗计算得出。在9.9 GHz处测得的最大增益为16.2dBi，与最大仿真增益17.2dBi基本一致。测量结果和仿真结果之间的微小差异是由于不完美的测量条件和制造误差造成的。由于贴片辐射单元的窄带性质，阵列增益向测量范围的低频和高频方向递减。在9.6和10.1GHz的最大增益约为13dBi，同一频段内的辐射效率在69%至75%之间。从9.5到10.1GHz，测得的交叉极化隔离度优于29dB，其中9.9GHz处最高值为41dB。同一频率下的前后比约为28dB。

图5：测量与仿真的增益和测量的交叉极化。

图6：测量的与仿真的轴向比与频率的关系。

AR是通过测量两根天线中的任何一根绕其孔径轴旋转时接收信号的变化来确定的。完全旋转下的变化在3%带宽(9.5至10.15GHz)内在1dB以内，相当于增益变化小于3dB的范围。从9.1到10.3GHz的AR小于3dB，代表12.3%的带宽。由于贴片天线的AR带宽通常只有百分之几，这明显优于通常使用单层贴片辐射单元所能达到的效果。由于寄生辐射会降低CP的纯度，该结构的高度中心对称性使FN不同部位的寄生辐射能够相互补偿，从而保持了低AR。

图7显示了天线阵列的测量和仿真的|S₁₁|，中心频率处为-19dB，从9.0到10.3 GHz优于-10dB。从9.5到10GHz，测量和仿真都显示出良好的阻抗匹配，其|S₁₁|≈-20dB。测量和仿真的阵列在9.9 GHz的两个正交平面的辐射图案(图8)显示出良好的一致性和优异的图案对称性。

图7：测量和仿真的|S₁₁|与频率的关系。

图8：在9.9GHz的测量和仿真辐射图案，φ=0度(a)和90度(b)。

结论

圆极化4×4印制天线阵列与双顺序旋转FN具有高度的中心对称性，在更宽的频率范围内实现了优异的回波损耗和良好的圆极化，而这是在不使用多层贴片或堆叠式多谐振器微带贴片天线的情况下实现的。由于结构简单且采用传统光刻技术制造，使得该设计适合低成本、可重复的大规模生产。在需要额外增益的情况下，16单元阵列可以作为一个子阵列，在更大的阵列中使用多级顺序旋转FN。该设计方法旨在用于X波段通信系统，也可用于其他微波频率范围内的微带天线阵列。

鸣谢

本工作得到了塞尔维亚教育和科学部技术发展项目TR 32024的支持。

参考文献

1.     R. Garg, P. Bhartia, I. Bahl and A. Ittipiboon, Microstrip Antenna Design Handbook, Second Ed., Artech House, 2001.

2.     H. W. Lai, D. Xue, H. Wong, K. K. So and X. Y. Zhang, “Broadband Circularly Polarized Patch Antenna Arrays with Multiple-Layers Structure,” IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol. 16, July 2016, pp. 525–528.

3.     T. Yu, H. Li, X. Zhong, T. Yang and W. Zhu, “A Wide Bandwidth Circularly Polarized Microstrip Antenna Array Using Sequentially Rotated Feeding Technique,” Proceedings of the International Symposium on Antennas and Propagation, Vol. 2, October 2013, pp.743–745.

4.     U. R. Kraft, “An Experimental Study on 2×2 Sequential-Rotation Arrays with Circularly Polarized Microstrip Radiators,” IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 45, No. 10, October 1997, pp.1459–1466.

5.     D. L. Nguyen, K. S. Paulson and N. G. Riley, “Reduced-Size Circularly Polarized Square Microstrip Antenna for 2.45 GHz RFID Applications,” IET Microwaves, Antennas & Propagation, Vol. 6, No. 1, January 2012, pp. 94–99.

6.     A. Chen, Y. Zhang, Z. Chen and C. Yang, “Development of a Ka-Band Wideband Circularly Polarized 64-Element Microstrip Antenna Array with Double Application of the Sequential Rotation Feeding Technique,” IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol. 10, November 2011, pp. 1270–1273.

7.     S. Gao, Y. Qin and A. Sambell, “Low-Cost Broadband Circularly Polarized Printed Antennas and Array,” IEEE Antennas and Propagation Magazine, Vol. 49, No. 4, August 2007, pp. 57–64.

8.     M. S. Khan and F. A. Tahir, “A Circularly Polarized Stacked Patch Antenna Array for Tracking Applications in S-Band,” European Conference on Antennas and Propagation, April 2015.

9.     T. A. Milligan, Modern Antenna Design, Second Ed., John Wiley & Sons Inc., 2005, pp. 316-317.

10. R. B. Waterhouse, Microstrip Patch Antennas: A Designer’s Guide, Springer Science+Business Media New York, Kluwer Academic Publishers, 2003, pp. 61–65.