隔离电阻器的温度能有多高？

Steve Huettner, Chris Hermanson, Andrew Gooden, Jonathan Lamb, Justin Sayres and Ben Cannon, Nuvotronics, Durham, N.C.

本文介绍了实际功率合路器中相位失衡对隔离电阻温度的影响，随后介绍了对改进型背靠背 (B2B) 合路器进行功率测试的结果，该合路器对电阻施加了压力，但未导致故障。图1a 显示的是 Nuvotronics的 80 W、6 至 18 GHz、四路空气同轴功率合路器的照片。该网络是本文举例说明的基础。如图1b 的简化示意图所示，合路器采用级联式威尔金森设计，具有五个 100 欧姆的隔离电阻器，在整个频段的输入之间提供至少 13 dB 的隔离。其额定温度高达 85℃，中心频率损耗仅为 0.34 dB。该合路器采用 PolyStrata^® 制造工艺制造空气同轴传输线。

图1 (a) Nuvotronics的合路器。(b) 合路器简化示意图。

在威尔金森功率合路器中，消除隔离电阻器的热量是一项挑战。通常情况下，改善热路径会增加结构的电容，从而降低射频性能。空气同轴结构尤其如此。在 6 至 18 GHz 合路器中，使用 ANSYS 软件对隔离电阻器的热阻进行了评估，结果为 28℃/W。未来的设计已经确定了实现 3℃/W 的途径，这些设计可能会在 2025 年推出。

PolyStrata 合路器中使用的隔离电阻器是史密斯公司生产的 CVD 金刚石薄膜产品。¹这些电阻器通常采用 0402 封装，安装在合适的散热器上时额定功率为 20 W。根据制造商提供的信息，这些电阻器在薄膜温度高达 125℃ 时可达到额定全功率，但在 150℃ 时必须线性降额至 0%。该降额曲线如图2 所示。在固态功率放大器 (SSPA) 中使用合路器时，隔离电阻器的温度和功率能力限制了允许的失衡条件。

图2 金刚石薄膜电阻器的安全工作区

HFSS/MWO "混合"合路器模型

对五端口四路功率合路器的 3D HFSS 模型进行了重新配置，以去除电阻器。这样做的目的是使功率合路器的建模尽可能接近实际配置，同时允许访问电阻器，以评估其在不同配置下的功率耗散。射频端口被添加到电阻器位置，从而形成一个 15 端口网络。HFSS 模型如图3a 所示，其中端口 6 至 15 未在整个模型中显示。图3b 是一个电阻器示例，显示了端口 6 和端口 7 取代电阻膜的位置。

图3 (a) 显示端口 1 至 5 的 3D 电路模型。 (b) R1 电阻器接口的端口定义。

使用 Microwave Office (MWO)，在 HFSS/MWO "混合 "模型中将电阻器重新引入网络。MWO 可以方便地进行谐波平衡，从而快速评估功率性能。图4a 显示了重建合路器的 MWO 原理图。图4b 中的框图映射了网络中五个电阻器的位置。例如，电阻器 R1 最接近公共端口或合路器的输出端。

图4 (a) 带有五个外部电阻器的 HFSS 模型。(b) 功率合路器框图。

6 至 18 GHz 功率合路器可使用现有的 20 W GaN 功率放大器来实现 75 W SSPA 功率级。图5 显示了这种功率级的一个非常简单的线性模型。在该模型中，A1、A2、A3 和 A4 放大器由无损四路分路器馈入，提供 20 dB 的线性增益，将功率馈入混合合路器模型。在网络输入功率为 29 dBm（800 mW）的情况下，10 GHz 时的输出功率预计约为 74 W。由于合路器网络的插入损耗为 0.34 dB，因此输出功率略低于可用的 80 W。模型中的无损移相器元件 Φ1、Φ2、Φ3 和 Φ4，用于改变放大器之间的传输相位，因为它们在实际条件下不会理想匹配。在本研究中，振幅不平衡被忽略，因为它们产生的失配较少。

图5 75 W 功率级模型

相位不匹配示例 1

在本例中，假定放大器 A1 和 A2 以及放大器 A3 和 A4 是相位匹配对。当这些放大器对之间存在相位差时，所有失配功率都会耗散在单个电阻 R1 中，如图4b 原理图所示。在此示例中，同相情况下，线对之间的相位差设置为 0 度，非同相情况下，相位差设置为 20 度。

这些相位条件导致的输出功率下降如图6 所示。当相位对齐且放大器之间的相位差为 0 度时，12 GHz频带中心的输出功率为 74.2 瓦。当放大器对的相位相差 20 度时，输出功率下降到 72 W。

图6 相位失配导致的功率输出响应示例 1。

图7 显示了 R1 电阻器在 CW 运行期间耗散的功率。在同相条件下，R1 中不会耗散功率。然而，在放大器相位相差 20 度的情况下，R1 在 4 至 20 GHz 频段内的最坏情况值：10.1 GHz 时将耗散 2.2 W。

图7 例 1 相位失配条件下的 R1 功率耗散。

利用前面计算的功率耗散响应和 28℃/W 电阻膜的热阻，可以计算出模型中隔离电阻的温升。假设基板温度为 85℃，20 度的相位差会产生图8 所示的热曲线。10.1 GHz 时的最大温升为 146℃。

图8 20 度相位失配造成的 R1 薄膜温度分布。

图9 将 R1 最坏情况下的温度上升与图2 所示的降额响应叠加。虽然温度/功率点仍在电阻器的安全工作区域内，但误差空间已不大。这意味着 R1 电阻器在保持可靠运行的同时，不能承受更大的压力。

图9 例 1 的最坏情况。

相位不匹配示例 2

在第二个示例中，放大器 A1 和 A3 以及放大器 A2 和 A4 配对在一起。在这种情况下，相位差设置为 30 度，比示例 1 中的相位差高 50%。这导致了更严重的功率衰减情况，如图10 所示。现在，相位失配情况下的输出功率下降了约 5 W。在 85℃ 的基板温度下，该合路器的单个电阻消耗 5 W 将会导致故障。幸运的是，在本例中，耗散功率分布在隔离电阻 R2、R3、R4 和 R5 上，如图4b 原理图所示。

图10 例 2 相位失配的功率输出曲线。

图11 显示了四个 "热 "电阻的功率耗散曲线。这些电阻器的功率耗散并不相同。四路合路器在 6 至 18 GHz 工作频率范围内的最坏功率耗散出现在 18 GHz，此时 R3 和 R5 的耗散功率为 2.15 W。

图11 例 2 相位失配在电阻 R2、R3、R4 和 R5 中耗散的功率。

这些结果提供了几个重要结论。首先，应尽量减少相位失配。影响 R1 的相位失配最为关键，因为与 R2/R3 和 R3/R4 电阻对不同，R1 并不与第二个电阻分担热负荷。

电阻器存活率的实验验证

测试电阻器温度模型所需的大功率放大器相位不匹配可能是一项昂贵而复杂的工作。此外，测量合路器内部电阻器的温度需要移除隔离盖，这将对射频性能产生负面影响。因此，我们开发了一种更简单的间接方法，将合路器电阻器的应力施加到其安全工作区域的边缘，并证明其生存能力。

这种方法涉及修改 B2B 合路器，以模拟故障放大器的降级。B2B 合路器如图12a 所示。图12b 中的示意图显示了一条经过激光切割的射频路径，以创建一个开路，模拟故障放大器。

图12 (a) 带切割路径的 B2B 合路器。(b) 复制故障放大器的激光切割电路图。

图13 显示了电路切割后的 B2B 网络简化示意图，其中标明了电阻器的命名。该结构的左侧为 "分路器"，右侧为 "合路器"。为了测量发热效应，向图中右侧的合路器输入端口注入了大功率 CW 信号。评估板上的射频连接器会产生损耗，但使用损耗与频率平方根成正比的连接器模型进行了计算。

图13 带切割路径的 B2B 合路器示意图

如图14 所示，对 B2B 网络修改前后的双端口 S 参数进行了评估。断开一条路径后，回波损耗降低，插入损耗增加，这在意料之中。损耗增加的主要原因是功率耗散在隔离电阻上。

图14 B2B合路器在切割路径前后的S₁₁（上）和 S₂₁（下）性能。

图15 比较了切割 B2B 网络与 HFSS/MWO 混合模型的小信号响应。建模和测量的 S₁₁和 S₂₁幅值之间存在密切的相关性。这说明了混合建模方法的准确性。

图15 小信号建模和测量的 S₁₁（上）和 S₂₁（下）。

电阻耗散与频率密切相关。本实验在 15 GHz 频率下注入 40 W 信号，并使用 HFSS/MWO 模型预测电阻器耗散。图16 显示了建模结果，R4 和 R9 在 15 GHz 时的耗散为 2.37 W。这比 R1、R5、R6 和 R10 的耗散功率高出一倍多。电阻器 R2、R3、R7 和 R8 与切割路径不在一条直线上，因此不会耗散任何功率。

图16 分路器电阻器（上）和合路器电阻器（下）在切割 B2B 合路器中的预测电阻耗散。

图17 显示了切割 B2B 实验期间的模型功率耗散。由于 S₁₁并非完全匹配，因此反射功率为 0.99 W，输出功率为 19.75 W，这意味着 PolyStrata 同轴传输线损耗了 5 W。这些传输线可以轻松承受这一热负荷。

图17 预测的 B2B 合路器功率耗散。

网络被加热到 70℃ 的基板温度，并在 15 GHz 频率下承受不断增加的功率。图18 显示了切割路径 B2B 合路器在 40 W CW 输入功率下持续 30 分钟所产生的电阻温度。合路器中的 R4 和分路器中的 R9 消耗的功率相等，在 40 W 输入功率的作用下，这两个电阻的最坏温度为 151℃。

图18 合路器电阻器的预测温度。

图19 是 R4 和 R9 的温度和功率条件与安全工作区域的对比图，与前面的分析相同。在 150℃ 时，电阻器的额定功率为零，因此 151℃ 的 B2B 切断工作条件超出了电阻器的安全工作范围。功率暴露后，对该部件进行了重新评估，未发现性能有任何变化。虽然它没有发生故障，但在这种情况下继续运行将构成可靠性问题。

图19 R4 和 R9 结果刚刚超出安全工作区域。

结论

本文探讨了相位不平衡对威尔金森功率分路器和合路器架构中功率耗散的影响。文章以 Nuvotronics的 PolyStrata 合路器为例，介绍了一种直接、廉价的方法，利用功率合路器的物理模型预测隔离电阻器的温度升高。文章还介绍了 PolyStrata 合路器/分路器在各种输入功率和相位不平衡关系下的建模结果。文章中描述的实验并不是建模和将建模结果与实际结果相匹配的练习，而是强调当隔离电阻器受压达到其安全工作范围的极限时会出现的限制和潜在挑战。

参考文献（略，见英文原文）

注：本文用软件翻译经人工快速校对，仅供参考，请以英文原文为准：www.microwavejournal.com/articles/43888