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优化D波段放大器：深入了解射频测量挑战

A. Engelmann, Institute for Smart Electronics and Systems, Friedrich-Alexander-Universität; B. Derat, Rohde & Schwarz; M. Lörner, Rohde & Schwarz, M. Dietz, Fraunhofer Institute, Electronic Microsystems and Solid-State Technology

目前，随着6G无线通信、高速数字链路和先进传感技术的发展，D波段（110至170GHz）的射频特性分析越来越有必要。考虑到传感用例以及D波段功率放大器（PA）的设计和优化，本文研究了前沿射频技术开发所面临的测量挑战。文章将说明在晶圆测试环境中按实际负载条件测量放大器的重要性。

毫米波单次连接测量是新常态

1950年，罗德与施瓦茨公司实现了一个非凡的里程碑：制造出第一台矢量网络分析仪(VNA)。该仪器对300MHz的单端口S参数进行了测定，这是射频测量领域的一项突破。经过75年的技术发展，射频设计和测试已发展到毫米波特性分析成为新常态。只需一次校准和连接，单个测量装置就能捕获多个S参数，并提供被测设备(DUT)的完整性能概览。

单点接触与集成电路设计息息相关，在集成电路设计中，昂贵而易碎的芯片需要使用精密的探测系统进行测量。射频元件和模块通常是为匹配50Ω条件而制造的，但现在却要在复杂、非理想的环境中使用。半导体代工厂普遍要求提供50Ω参考规格和精确模型，以便系统集成商和集成电路设计人员实现最佳系统性能。

本文讨论了使用亚THz负载调谐测量装置对D波段功率放大器进行大信号分析所面临的挑战。

用于传感应用的D波段放大器

D波段的大信道带宽为高分辨率成像、雷达和高数据速率通信系统创造了新的可能性。功率放大器是这些应用中的关键构件，可用于发射链天线之前，或作为倍频器或混频器的驱动级。先进的绝缘体上硅（SOI）CMOS技术的ƒ_T和ƒ_max分别达到350GHz和370GHz，适用于低功耗、高效率毫米波电路。尽管毫米波晶体管具有很高的性能，但在D波段频率下实现高输出功率仍然具有挑战性。栅极短导致工作电压和击穿电压低，是限制输出功率的关键因素。

使用栅极宽度更长、电流摆幅更大的晶体管可以提高输出功率。但是，这会导致高频率下的增益显著降低，这主要是由于寄生栅漏极和栅源极电容的增加造成的。增大晶体管栅极宽度还会降低最佳输出阻抗。与50Ω的转换率变大，可能导致匹配网络损耗增加。功率组合是提高输出功率的常用方法。

然而，这需要额外的复杂分路器和合路器，从而增加了损耗、直流电功率和芯片面积。^1,2 SOI技术可以通过堆叠晶体管来提高最大电压摆幅，这已经在较低频率下得到了成功验证。³ 不过，这种放大器拓扑结构需要增加标称电源电压，这可能需要特别小心，而且不利于集成到更大的系统中。⁴ 这些功率放大器采用22纳米全耗尽型SOI（FD-SOI）技术，在0.8V电源电压下工作。该功率放大器是相位调制连续波（PMCW）雷达收发器系统中姿势/动作识别的一部分。这一新兴应用可实现新的人机界面，并支持无创生命体征评估。F. Probst等人介绍了这种雷达结构。⁵ 图1显示了发射机结构和芯片及相关构件的显微照片。两个宽带发射天线和Tx芯片集成在一个嵌入式晶圆级球栅阵列（eWLB）封装中。

 

图1：PMCW发射器框图（a）和发射器芯片显微照片（b）。

在D波段频率下，天线/Tx互连有很大的损耗。天线再分布层的芯片放置和后续处理在很大程度上取决于工艺公差，这给建模和互连带来了挑战。即使制造公差改变了天线输入阻抗，功率放大器的设计也要确保为天线提供足够的输出功率。要评估功率放大器的这一基本能力，必须进行负载灵敏度仿真和测量。

放大器采用伪差分拓扑结构。图2显示了带有交叉耦合中和电容(C_N)的差分共源晶体管对的原理图。这些电容器通过补偿寄生栅漏电容(C_gd)来提高增益并增强差分模式稳定性。C_N会过度补偿C_gd，导致增益增加3-4dB，而不是最大限度地提高稳定性。图2显示了140GHz时C_N对最大可用增益(G_max)、K和μ稳定系数的影响。为了限制补偿网络损耗，C_N是交替极性金属氧化物金属(APMOM)电容器。后栅偏置电压为两个电阻器R_BG供电，有助于调整工作点。

 

图2：伪差分拓扑结构（a）和140GHz性能（b）。

每个功率放大器都有三个驱动器，可提供足够的增益和一个大功率输出级。图3显示了两个功率放大器的简化框图。将驱动器增益调整到略微不同的频率可增强放大器的带宽，而负载牵引仿真可优化输出匹配网络，从而最大限度地提高可用输出功率。每级均采用超低阈值电压（SLVT）n-MOS晶体管，具有双栅极间距、双面栅极连接和20nm的最小通道长度。两个并联的600nm指宽晶体管用作驱动级，以考虑栅极电阻/寄生指电容的权衡。输出级由三个并联的800nm指宽晶体管组成。输出功率放大器级采用AB类偏置，以提高效率，而驱动器采用A类偏置，以获得高增益。针对输入、输出和级间匹配网络，研究了两种毫米波实施方法。第一种方法采用基于叠加变压器（TB）的匹配，第二种方法采用基于T线（LB）的网络。

 

图3：TB-PA（上）和LB-PA（下）。

图4显示了TB-PA和LB-PA输出级的三维视图。TB-PA得益于变压器紧凑的尺寸，以及直流馈电在中心片上布线的简便性。输入变压器和第一功率放大器之间的短T线提供了更有效的阻抗匹配。出于测量目的，输入和输出变压器均为巴伦。这种设计的主要缺点是需要花费更多精力来生成包含所有相关D波段寄生效应的精确电路模型。

 

图4：TB-PA (a)和LB-PA (b)的输入和输出匹配网络。

LB-PA的好处是T线器件建模不那么复杂，模块化设计流程也更简单。如图4所示，利用差分电路的对称性和两个可用的厚铜层，可以将短T线卷起。这种布局结构紧凑，LB匹配网络的尺寸与TB的尺寸相当。对称点提供了良好的直流偏置和电源电压馈电连接。为了分离栅极偏压和电源电压馈电，需要在各级之间插入额外的电容器，从而造成额外的匹配网络损耗。另一个缺点是必须使用辅助元件进行单端到差分转换，以满足晶圆上测量的需要。这就需要在LB-PA输入和输出端安装宽带Marchand巴伦，从而增加了芯片面积和制造成本。

负载牵引仿真确定了最佳功率放大器匹配阻抗。图5显示了TB-PA输出级的140GHz负载牵引仿真结果。在最佳负载点Z_opt，该级可实现的最大输出功率为8.7dBm。功率放大器级的输出阻抗Z_out和匹配巴伦的输入阻抗Z_m在频率上以140GHz标记显示。匹配巴伦使50Ω负载接近最佳负载点，但会带来约1.8dB的损耗，从而降低最大输出功率。

 

图5：仿真140GHz负载牵引功率等值线。

图6显示了芯片显微照片。包括焊盘和巴伦在内的总面积分别为0.326mm²（TB）和0.34mm²（LB）。

 

图6：TB-PA（a）和LB-PA（b）显微照片。

构建完整的片上测量系统

射频功率放大器验证的核心仪器通常是VNA。这种单箱仪器具有许多测量功能，是表征和优化功率放大器所必需的。基线S参数可以推导出增益、增益压缩、振幅和相位失真等器件参数。脉冲S参数、谐波测量、噪声系数和互调点是具有扩展功能集的增强型VNA的附加关键性能指标。如果DUT没有充分冷却，脉冲S参数测量可避免过热。

功率放大器的使用往往超出其线性范围，以提高功率效率。在这种情况下，传统的小信号S参数无效。但是，VNA仍然可以确定相应的波形量，如图7所示。

 

图7：a波和b波数量的定义。

外部频率转换器通常可将VNA测量扩展到1.1THz或更高的亚THz频率范围。VNA控制转换器，VNA用户界面显示目标频率。图8显示了带有外部转换器的VNA。外部转换器靠近被测设备，可将损耗降至最低。

 

图8：配备毫米波转换器的ZNA VNA。

负载牵引

DUT输入/输出端会出现不同的阻抗，以便进行全面的器件表征和优化。这复制了天线可能产生的色散负载效应。它还揭示了DUT的优化潜力以及可优化增益、效率和其他KPI的匹配电路。这一点非常重要，因为器件在不同阻抗下的行为各不相同。不同条件下的不可预测行为需要进行大量测量，以创建和优化精确的仿真模型。通过控制独立参数，负载牵引程序可以绘制不同阻抗下的DUT性能图。通过绘制DUT性能图，可以确定最佳性能条件。

产生不同阻抗的一种常见方法是无源负载牵引，它使用机械调谐器来产生不同的负载。这种方法频率可调，频率最高可达330GHz。图9显示了无源负载牵引系统框图。

 

图9：典型的无源负载牵引装置。

阻抗调谐器利用调谐器内复杂负载的机械运动产生反射，该反射系数可在规定的频率范围内进行控制。在无源负载调谐中，由于传输损耗和调谐器的反射，返回信号a₂总是小于传输信号b₂。因此，反射系数Γ的大小总是小于1，阻抗点位于史密斯图内。纯无源负载牵引系统无法达到史密斯图的外部。如图10所示，降低调谐器的损耗以及被测设备与调谐器之间的传输线的损耗，可获得更大的史密斯图范围。

 

图10：传统调谐器结构与直接连接射频探头的Focus Delta调谐器对比。

为D波段频率添加频率转换器会增加设置的复杂性。为了优化正向波和反向波（a和b）接收通道的动态范围，调谐器会在DUT的输入和输出端分离这些信号。图11所示的特定下变频接收器可测量独立的信号。

 

图11：R&S ZRX170L毫米波微型接收机模块。

通过测量a波和b波，矢量负载牵引仪可以计算出DUT的实时调谐器阻抗。DUT输入端的标准转换器提供测试信号。图12显示了射频和中频信号流，以及测量和校准组件。为进行校准，还增加了第二个转换器和功率传感器。

 

图12：变频负载牵引系统

完整的晶片上测试装置

如图6所示，该装置使用一个探测站来接触DUT。所面临的挑战是如何有效地结合直流和射频探测。两个功率放大器之间的着陆垫相似。焊盘通常结合了直流、数字和射频通道。根据布局，一个探测器需要支持不同的通道功能。图13所示的MPI TITAN™多触点探针支持混合信号测量要求，可满足高密度探测需求，覆盖最小50μm的间距。

 

图13：多触点探头解决方案

如上所述，精确的探头定位对于最大限度地减少调谐器和DUT之间的损耗至关重要。探头与调谐器的直接连接无需额外的过渡。在此频率范围内，波导过渡是一种典型的过渡方式，可最大限度地减少损耗，同时提供无相位漂移的稳定连接。调谐器与毫米波接收器模块或毫米波转换器之间的过渡需要精确定位。探测站必须支持这种定位，以便为额外的放大模块或隔离器留出空间。为了解决这种复杂设置的机械限制，MPI公司开发了一种四轴定位器，用于支持D波段调谐器和测量系统组件。射频连接位于此配置的两侧，而直流/混合信号探头则位于另一侧。MPI的大面积MP4X定位器为刚性波导装置提供支持，确保D波段测量期间的机械稳定性并最大限度地减少相位漂移，从而实现可重复的精确测试。图14显示了测试系统。屏幕提供了从已安装的显微镜观察DUT的放大视图。图15显示了DUT、探头、蓝色调谐器、毫米波接收器和侧面转换器的特写。

 

图14：晶圆测试系统

 

图15：晶圆上测试系统特写。

系统校准和控制

系统校准对VNA测量非常重要。有两个步骤：

·       使用MPI校准解决方案和配套软件，包括作为校准标准的测试券（coupon），校准带有VNA及其转换器的晶圆上测试系统

·       使用Focus Microwaves软件校准系统负载牵引调谐器。

校准完成后，Focus Microwaves软件将充当系统软件。它利用调谐器和R&S ZNA控制外加阻抗，为设备表征进行射频测量。MPI Prober可确保定位测试条件稳定：冷板和探头站内受控的集成气流可冷却DUT。

D波段PA测量

Engelmann等人⁴报告了两个无负载牵引功率放大器的验证结果。图16显示了这一对比以及TB-PA和LB-PA的S参数（包括巴伦和焊盘损耗）。TB-PA和LB-PA的峰值小信号增益分别为24.2和23.4dB，围绕135.3和135.8GHz中心频率的3dB带宽分别为23和26.2GHz。在D波段频率范围内，两个功率放大器的反向隔离度S₁₂<-37dB。

 

图16：仿真（虚线）和测量（实线）的S参数（无负载牵引）：TB-PA（a）和LB-PA（b）。

图17显示的是无负载牵引的大信号测量结果。它显示了饱和输出和PAE的更大偏差，尤其是TB-PA架构。如果只分析小信号S参数，就很难解释PA饱和区的偏差，因为无法准确考虑大信号效应。

 

图17：仿真（虚线）和测量（实线）的P_out和PAE（无负载牵引）：TB-PA (a)和LB-PA (b)。

正如预期的那样，由于LB-PA具有输出匹配网络和宽带Marchand巴伦，因此它对负载阻抗相对不敏感。图18显示了线性、1dB压缩和饱和状态下LB-PA的P_out分布与负载的函数关系。

 

图18：LB-PA负载灵敏度测量：(a)小信号；(b) 1dB压缩；(c)饱和。

不出所料，在图19中，TB-PA负载牵引测量对负载变化更为敏感。输出功率等值线从小信号到饱和区域急剧变化。最大小信号输出功率出现在史密斯图中心附近，表明50Ω小信号匹配效果极佳。不过，随着输出功率的增加，这种情况也会发生变化，表现为功率等值线不断向更高阻抗移动。输出匹配网络模型的不准确性，尤其是在较高频率下，很可能是导致50Ω负载无法转换到最佳负载点Z_opt以实现最大功率的原因。另一种可能是用于确定Z_opt的负载牵引仿真存在偏差。不过，LB-PA也会出现类似的偏差。测量结果有助于深入了解功率放大器的大信号行为，从而简化对仿真与测量偏差的理解。负载牵引测量能够更好地进行器件建模，并显示功率放大器的负载灵敏度。对于图2中的PMCW功率放大器Tx模块，负载牵引数据验证了天线的阻抗变化是否会降低功率放大器的输出功率和整体系统性能。

 

图19：TB-PA负载灵敏度测量：(a)小信号P_out；(b)饱和P_out和(c)饱和PAE。

结论

本文探讨了毫米波和亚THz射频测量的复杂性，并提供了一个晶圆上D波段放大器测量的实例。文章采用不同的架构和输出匹配方法，对为雷达传感应用设计的两个特定功率放大器进行了研究。该示例强调了在毫米波和亚THz频率下测量有源元件时考虑负载牵引的重要性，特别是在研究大信号参数时。

致谢和参考文献

见：www.microwavejournal.com/articles/43508