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(本页是纯文字版,点此阅读完整版全文) 适合所有应用的现代HF/VHF/UHF收发器的现状 Ulrich L. Rohde,University of the Bundeswehr;Thomas Boegl,Rohde & Schwarz
当接收机和发射机工作在不同地点且相距甚远时,唯一相关的接收参数是灵敏度,而唯一相关的发射参数是输出功率。发射机离接收机越近,两者的其他性能特征就越重要。接收机必须提高稳健性,以承受前端收到的强大发射信号,而发射器则必须提高其频谱纯度,以确保发射信号中没有落入相邻接收信道的频谱成分。 系统的整体性能取决于接收机和发射器在给定输出功率和给定去耦情况下,发射信道和接收信道之间的最小可用频率偏移。 这种所谓的共址情况会直接影响无线电通信设备的指标,例如相邻信道功率比。在特定频段及其典型应用中,与其他频段的不同应用相比,工作参数可能会导致不同的收发器结构。因此,例如用于5G移动基站的收发器可能与用于高频(HF)、甚高频(VHF)或超高频(UHF)移动基站的收发器完全不同。 虽然特定频段内通信设备的最佳结构可能略有不同,但为简单起见,我们只关注低于600MHz的系统。 关键参数的推导 收发器射频设计由一些关键参数直接驱动,这些参数的值和范围对所需电路和为满足系统要求而设计的主要构件的概念有很大影响。因此,强烈建议确定射频功率电平和频率偏移的最坏系统方案,并从这一设置中推导出关键参数(见图1)。 可以合理地认为,这样的系统是通过使用多个同类型的收发器建立起来的,这些收发器要么以接收模式运行,要么以发射模式运行。这样就可以通过优化作为通用收发器射频结构一部分的接收和发射路径来提高系统性能。 高端收发器的规格 表1和表2中的数据基于使用非常稳健的输入级,这是在高度竞争环境中运行所必需的。这些输入级采用滤波器和放大器的级联配置,其中一些元件可以旁路。因此,在所有滤波器都激活的情况下,接收机的总噪声系数(NF)约为10dB,通常比预期的高4到6dB。在没有强烈干扰的情况下,可以绕过一些共址滤波器,启动额外的高增益放大器,从而使噪声系数达到4dB或更低。1 接收机互调怎么办? 表1和表2中的规格没有显示接收机互调的数值,因为在共址环境中,可能在接收机前端造成互调的所有干扰都是来自同一台站发射机的辐射。这些发射信号会出现在任何其他发射机天线上,并产生所谓的后向互调,然后再辐射到发射站内。 这些杂散信号出现的频率与接收机互调信号出现的频率相同。这意味着,即使电台内完全没有接收机互调效应,也不可能在受发射机后向互调影响的频率上运行。 接收机前端的设计者可以将预期的接收机互调隐藏在发射机产生的互调之后,从而将前端的互调性能设置为合理的值。因此,无线电台的运行极限不再受限于接收机的互调性能,而是受限于交叉调制。 交叉调制是波形振幅变化或振幅调制(AM)通信系统中的一个关键效应。例如,用于空中交通管制的系统就是这种情况,因为所使用的通信波形是双侧带调幅信号。 当强大的干扰信号使前端进入饱和状态时,就会出现交叉调制。如果放大器饱和,其增益就会降低,同时通过放大器的任何其他低电平信号的增益也会降低。因此,低电平信号会受到干扰信号包络中使前端饱和的部分的反向调制。 空中交通管制员在与另一通信信道交叉调制的语音信道上工作时,将无法与飞行员通信。在这种情况下,即使接收电平很高也无济于事。因此,必须将所有干扰信号控制在接收机系统的交叉调制阈值以下,使其保持在线性工作范围内。在此阈值以下,接收质量取决于接收机和作为干扰源的发射机的关键参数。 通过额外的频率规划,可避免在被互调阻塞的信道上运行,整个站的运行几乎不会受到自身干扰。 从发射机射频链开始 发射机的射频设计可以简单地看作是一个射频信号发生器,下面有一些放大器将信号发生器的低信号电平提高到天线所需的高输出功率。 高端发射机的特点是发射信道外的无用辐射非常低。这些无用辐射要么是离散信号,要么是本底噪声。离散尖脉冲可能由多种效应引起,例如时钟信号与射频路径的内部耦合。其他可产生离散尖脉冲的效应可能是传输路径中的非线性,主要是末级功率放大器(PA)内部的非线性。 在最大限度地减少离散尖峰之前,基本发射机设计必须首先提供较低的本底噪声;否则,辐射噪声可能会严重干扰相邻信道。 不需要的本底噪声可分为两个区域,这也代表了两种不同的噪声产生机制。接近载波的噪声通常称为相位噪声,远离载波的噪声称为宽带噪声。相位噪声由射频发生器的质量决定,而宽带本底噪声则主要由射频发生器之后的放大器链决定。 对于高端发射机而言,所需的宽带本底噪声可能要求非常低,即使使用"无噪声射频发生器",放大器后的本底噪声也可能过高。这意味着,只有在射频路径中插入滤波器,才能显著提高性能。要优化滤波器-放大器链,就必须从天线开始,逐级向后,分析每级放大器的增益。 图2显示了通过在每个发射放大器前插入两个带通滤波器而改进的射频路径。发射机输出端的最小宽带本底噪声主要是放大器2输入端的噪声,该噪声因放大器2的增益而增大。 在首次优化时,射频路径内的元件可视为理想元件,例如,滤波器没有插入损耗,放大器在给定增益下只有NF和平坦频率响应。此外,还假设放大器前的滤波器能完全抑制来自前级的所有宽带噪声。通过这样的简化,我们可以清楚地看到,末级放大器之后的宽带本底噪声只是放大器NF所代表的输入本底噪声,然后再通过增益来增加。 当放大器提高滤波器通带内射频发生器的输出功率时,滤波器通带外的宽带本底噪声会首先被滤波器抑制;然后,后续放大器会根据其增益提高输入本底噪声。因此,输出本底噪声始终保持在相当低的水平,而输出功率则随着发射机射频路径总增益的增加而增加。 在图3中,紫色虚线表示滤波器对宽带噪声的抑制,然后后续放大器的增益会增加宽带噪声。宽带噪声性能的决定性参数是每级放大器的最大允许增益,这也决定了所有滤波器的功率水平。 由于后面的放大器允许的最大增益很低,末级功率放大器前面的滤波器可能必须处理一定瓦特的功率。这种大功率滤波器可能很难实现,特别是因为它的频率也必须是可调的。 在接收机方面,可能也需要类似的大功率滤波器,以确保在存在强干扰的情况下有足够好的接收机性能。因此,在优化整个射频收发器架构的过程中,应考虑接收和发射路径的滤波器和其他组件等相关资源的双重使用。 射频发生器(激励器)是无线电设备的核心 射频发生器是收发器最重要的组成部分(见图4)。它提供低相位噪声调制射频信号,代表收发器的完整发射信号。它以足够高的电平为起点,为发射路径的后续滤波器/放大器链提供已经很低的宽带噪声。在接收过程中,未经调制的射频信号可用作超外差接收机的本地振荡器,或用作数字直接采样接收机的时钟信号。1 如今,通过完全集成的解决方案来实现射频发生器的核心部分(图4中用蓝色虚线表示的方框)在技术上是可行的。甚至数模转换器(DAC)也可以成为这种芯片的一部分。目前只有部分制造商提供全集成解决方案,但如果将纯射频功能与核心直接数字合成器(DDS)分离,就能提供足够多的元件。 待传输的信息信号(如语音或数据)经过滤波和电平调整后被数字化。数字化信号经过一个基带处理级,该处理级产生一个代表调制(包括滤波)的数字I/Q信号流。这一数字I/Q调制信息与来自数控振荡器(NCO)的数字非调制载波信号复合相乘。然后,这个完全I/Q调制的数字射频信号被输入到DAC,并在其输出端显示为待传输的仿真射频信号。 智能功率控制回路 建议使用射频发生器的配置,即提供两个并行输出,一个是已调制的射频发射信号,另一个是来自同一数字振荡器的相同但未调制的射频信号。未调制信号可用于提供两个反馈路径,对末级功率放大器后定向耦合器上的射频信号进行相位相干解调。 定向耦合器正向输出的信号可通过监测发射信号的电平来建立功率调节回路。该反馈信号还可与发射信号进行数字比较,以识别任何信号失真。现在,所谓的主动线性化回路能够对发射信号进行预失真处理,通过各个阶段对天线传输过程中产生的所有影响进行补偿。 第二个反馈解调器与同一定向耦合器的反射输出相连,可对从天线传回末级放大器的所有信号进行高效分析。 由于解调的相位相干性,现在可以很容易区分发射信号的反射信号和其他发射机向后辐射到发射天线的信号。与发射信号相比,来自其他发射机的信号具有频率偏移的特点,因此现在可以隔离这些信号。这样就可以采取优化策略,保持发射功率不变,或在必要时降低发射功率,而与反射信号的来源无关。2 始终为良好的线性设计功率放大器 图4所示的主动线性化功能是一个调节回路,可减少射频发生器和天线之间所有元件的非线性影响。必须根据带宽对其进行精心设计;否则,它可能会增加带宽外的噪声,而带宽外正是宽带噪声的起始点。即使发射路径具有这种功能,任何放大器的设计也应始终提供良好的线性度。 放大器的非线性有多种机制,通常用非常复杂的公式来描述,但实际情况要简单得多。例如,如果使用数字调制的单载波作为发射信号,那么线性度就是放大器输出信号在相位和振幅上跟随输入信号的速度和准确程度。 放大器的调幅频率响应是非线性背景下的一个主要参数,而这种调幅频率响应在大多数情况下是由输入级电路而非晶体管设定和限制的。对于AB类放大器,栅极电压可能会随着射频驱动信号的增加而增加,从而打开晶体管以获得更高的输出功率。栅极的平均直流偏置电压必须足够快地跟上驱动信号的平均电平,否则,晶体管的输出功率就无法足够快地跟上输入端的振幅变化。图5显示了推挽式放大器的简化原理图,这可能会限制其调幅频率响应。 输入的射频信号通过平衡-不平衡(BALUN)电路从非对称变为对称。相对于接地端,一个晶体管由射频载波正弦波的正半部分驱动,而第二个晶体管则由负半部分驱动,反之亦然。 调制信号的包络线代表射频载波的电平,在两个栅极上应完全相同。包络的平均瞬时电平负责将栅极打开到所需的源栅极电压(如图5中的虚线所示)。 元件C1/C2和R1/R2设置了一个低通特性。如果时间常数设置得过低,那么快速调制峰值的平均直流电压就无法跟随包络线的快速变化。因此,在快速调制期间,当射频包络达到全振幅时,栅极会获得过低的栅极电压(如红色虚线所示)。 这导致振幅信号快速变化被抑制,看起来就像放大器饱和。这种机制产生的互调失真与饱和放大器几乎相同,但这只是功率放大器输入电路内直流通路的带宽限制造成的。 因此,建议首先根据所需的传输信号带宽优化功率放大器的调幅频率响应,必要时仅使用反馈回路进一步优化剩余的非线性行为。 在设计放大器时,AM/FM频率响应带宽至少要比传输信号的最高调制频率高2倍或3倍,这是一个不错的选择。对于操作SSB语音信号的高频放大器,AM频率响应至少应为6至9kHz。这种提高放大器线性度的方法很容易实现,也很容易验证,因为测试时只需要调幅调制信号。 在推挽式配置中,同样重要的是两个晶体管的栅极要看到相同的电路。在图5中,通过匹配网络的直流路径将栅极与电容器C3和C4连接起来。这些电容器可能具有不同的值,因为它们是根据不同的目标选择的。此外,C4连接到串联阻抗,而C3则直接接地。因此,由于电容负载不同,两个栅极的调幅频率响应可能不同,从而导致晶体管驱动力不均。 如果功率放大器设计良好,并结合线性化,那么在发射机的双音信号电平低于每个音的峰值包络功率6dB的情况下,预计会出现以下双音互调值。IM3值表示互调产物与两个音之间的差值: IM3≥30dB-基本线性度 IM3≥40dB-利用数字预失真增强线性度 IM3≥45dB-利用数字主动线性化技术实现卓越的线性度。 在接收端,高频接收机(无论是采用直接采样还是中频(IF)采样)可在甚高频/超高频下变频器之后用作中频接收机,作为整个超外差概念的一部分。 对于靠近天线的元件来说,划分子带是合理的。但是,对于射频发生器来说,如今可以在很高的频率上产生相位噪声很低的高线性信号,在这种情况下,分成子带并没有任何优势。 结论 收发器由发射和接收电路组成,它们可以完全相互独立。然而,优化的一个重要步骤是协调发射路径和接收路径的关键参数,以获得最佳的系统性能。 设计目标应该是,在给定天线去耦的情况下,接收机的稳健性与发射机的噪声性能相匹配。因此,收发器中接收路径与发射路径的协调是共享宝贵资源的基础。 这些共享资源可以是高质量滤波器,用作接收路径的预选器,或用作共址滤波器,以降低发射路径的噪声。另一种可共享资源是低噪声信号发生器,可在发射时提供干净的信号,也可在接收时用作干净的采样或混合信号,以获得最佳的灵敏度降低性能。1 对于军事通信站等高端设施,无线电器件可根据共址情况进行调整(见图6)。这些无线电器件可配备跳频滤波器等特殊共址选件。共址滤波器不仅可用作预选器,增强接收机的稳健性,还可在发射链中作为带通滤波器重复使用。 共址滤波器在包括快速跳频模式在内的所有工作模式下均处于工作状态,从而确保了高度稳定的通信链路,即使在有意干扰的情况下也是如此。其射频规格可在复杂的天线系统中实现无干扰运行,天线去耦值低至25dB。 发射机还可选配环行器,以减少发射机的后向互调效应,并与频率规划相结合,实现无杂散运行。 参考资料 1. U. L. Rohde and T. Boegl, “The Perfect HF Receiver. What would it Look Like Today?” Microwave Journal, Vol. 65, No. 5, May 2022, pp. 68–82. 2. H. L. Hartnagel, R. Quay, U. L. Rohde and M. Rudolph, Fundamentals of RF and Microwave Techniques and Technologies, Chapter 9.6, Springer, 2023.
表1:高端收发器规格,频率范围1.5至88MHz 表2:高端收发器规格,频率范围118至600 MHz 图1:收发器的共址场景。 图2:改进后的发射机射频路径。 图3:改进后的发射机射频路径频谱。 图4:收发器的射频发生器 图5:输入电路限制调幅频率响应。 图6:高端可配置VHF/UHF软件定义无线电(SDR)。
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