（本页是纯文字版，点此阅读完整版全文）

集成射频电子器件和天线的OTA测量技术

Anouk Hubrechsen and Teun van den Biggelaar, ANTENNEX B.V., Eindhoven, The Netherlands

随着频率的提高，天线和射频电子器件的集成意味着许多测量现在必须在空中（不连接导线）进行。本文探讨了相控阵、片上天线和封装天线等集成天线系统测试所面临的挑战。本文详细介绍了针对噪声系数、带外发射和辐射功率谱密度等指标的最新空中(OTA)测量技术。

天线和射频电子设备的集成

毫米波系统目前的趋势是采用高度集成的无线系统。这些努力都是为了降低成本和提高效率。这种集成往往意味着天线和射频电子元件无法分离，从而为射频前端性能测试带来了新的挑战。

图1 30GHz单极天线与LNA集成在评估板上。¹

一些集成度最高的设计涉及片上天线或封装天线，在汽车雷达等高频应用中尤其流行。图1显示了采用SiGe BiCMOS技术集成了低噪声放大器(LNA)的2×1mm 30GHz单极天线。这种集成的另一个好处是可以共同设计LNA和天线的阻抗，从而优化效率和噪声系数，但这种系统的制造和测试是一项挑战。

传统上，LNA是在晶圆探测站上使用传导技术进行测量的。然而，在这种新配置中，没有直接的端口可将射频功率馈送到LNA的输入端，因此无法使用传统的传导方法。由于天线是与LNA相连的唯一端口，因此对该系统中的电子元件进行表征显然需要OTA方法。这促使我们重新评估测量技术，以确定评估此类系统的噪声系数、系统增益和压缩点的最佳方法。

相控阵天线

在使用相控阵时，这些挑战变得更加复杂。如果多个天线在附近工作，射频功率就会从一个天线耦合到另一个天线，如图2所示。单个天线阵元之间的相互耦合会改变不同扫描角度下的负载阻抗，从而与发射系统中的功率放大器（PA）相互作用。同样，耦合也会改变接收系统中不同扫描角度LNA的源阻抗。这意味着当阵列用于波束赋形时，负载条件会发生变化，从而影响阵列在每种波束赋形设置下的性能。

图2 天线阵列中的相互耦合。

图3 仿真结果，包括仿真PAE圆。²

图3举例说明了波束赋形的影响。图中显示了在无限阵列环境中，与功率放大器相连的Ka波段叠层贴片天线在E平面和H平面0至70度不同扫描角度下的有源阻抗。²在不同的波束赋形条件和频率下，有源阻抗会发生显著变化。因此，这会导致功率增加效率（PAE）降低10%以上。接收系统也会产生类似的影响，从而相应地影响噪声系数。

该仿真假定所有路径完全相同，并且所有相关射频参数（如材料损耗、介电常数和表面粗糙度）都是已知的。此外，路径之间会存在差异，有限阵列边缘的天线阵元与中心阵元相比会受到不同的影响。毫米波频率必须考虑制造公差。所有这些影响的不可预测性会使仿真和测量的效率和噪声系数偏差更大。要了解系统的整体性能，就必须测试多种不同的设置，而对于集成天线的射频电子设备来说，唯一的方法就是OTA。

传统OTA测试方法

通常情况下，OTA测试在暗室中进行，暗室能够精确确定辐射方向，因为它一次只能测量一个方向。所有其他方向的辐射被室壁上的射频吸收器吸收。对于许多指标，如ACLR、P1dB、系统增益、带外发射和噪声系数等与整体辐射功率谱密度相关的指标，需要对整个球面进行采样，而这是一个耗时的过程。通常情况下，测量只从一个角度进行。这本身包括天线增益，可能会导致测量误差。

图4显示了单向测量误差的一些来源。该图显示了一个指向25度的16阵元线性阵列的模拟归一化阵列辐射方向图。最大辐射的方向通常不是先验已知的，精确对准并非易事。如果只测量一个方向，很可能会漏掉主瓣。如图4中虚线箭头所示，小到3度的偏差都会导致2dB的误差。此外，只从一个方向测量某些指标是不够的。谐波就是这种情况。图4显示的是二次谐波，由于相移与载波频率相同，因此假定辐射功率低20dB。由于谐波的频率是载波频率的两倍，因此波束会转向不同的方向。因此，在被测设备（DUT）周围进行全球面扫描和密集采样非常重要，以确保捕捉到所有分量。这显然是一项非常耗时的任务。

图4 测量单一方向时可能出现的测量误差。

混响室

OTA测试的另一种选择是混响室，如图5所示，它具有暗室的双重作用。^3,4混响室的反射墙可确保捕捉到所有方向的辐射，从而降低测量过程中的风险。消除了对位置采样的敏感性以及图4中所示的漏掉二次谐波的问题。与电波暗室中的空间采样不同，混响室中的采样需要改变DUT周围的环境。与空间扫描相比，这种方法所需的采样次数要少得多，从而缩短了测量时间。这种方法可对集成天线系统中的射频电子器件（包括过渡到天线）进行准确、快速的OTA测量，因此对毫米波测试尤为重要。例如，对60GHz集成天线模块进行1GHz带宽、1MHz分辨率的辐射功率谱密度测量仅需15秒，测量不确定性小于0.4dB。这种方法的缺点是，由于高反射环境，提取辐射方向较为复杂。

图5 ANTENNEX混响室。⁴

设置腔体

混响室的工作原理是模式扰动，即改变室内的电磁环境。这一过程涉及模式扰动器，它是一种复杂形状的金属，其微小的移动就能使腔体内的场分布发生显著变化。在图6所示的腔体内可以看到模式扰动器和Pharrowtech 60GHz PTK1060。

图6 Pharrowtech 60GHz PTK1060和模式扰动器。⁵

在对100多个不同的模式扰动器位置进行测量时，腔体内的场分布平均是均匀和各向同性的。增加模式扰动器测量位置的数量可降低测量的不确定性。模式扰动器位置数量造成的不确定性通常为，其中N为模式扰动器不同位置的数量。需要仔细选择这些位置，使测量样品之间的相关性较低。

腔体内的均匀场使得测量基本上不受被测物定位的影响。这在毫米波频率下尤为有利，因为它简化了测量程序，降低了测量的不确定性。从某种意义上说，混响室相当于同轴连接器的OTA，可作为发射设备的积分球，并从各个方向均匀地辐射接收设备，如图7所示。这种功能可以快速准确地测量与总体接收或发射功率相关的所有指标。

图7 用于(a)接收和(b)发射DUT的理想混响室。

为了证明DUT定位的独立性，在九个不同的天线位置，对N=100个模式扰动器位置进行了平均测量，得出了通过腔室〈|S₂₁|²〉_N的传输功率。每次测量都是在不同的一天进行的，并进行了新的校准。所有测量值之间的标准偏差在26GHz时约为0.1dB，在140GHz时仅为0.2dB。这些数据如图8所示，显示了混响室的精度和工作带宽。

图8 混响室测量的标准偏差。

腔室损耗校准

在26至100GHz范围内，常规设置的腔室损耗约为25至40dB。与暗室测量一样，混响室中的损耗通常也需要测量和去嵌入。

腔室损耗的表征通常是一项单独的测量。这种测量通常使用连接到两个参考天线的矢量网络分析仪进行，并且需要对每个新的被测装置进行测量，因为被测装置会对腔室施加不同的负载条件。由于许多测量可使用频谱分析仪进行，因此往往需要多台仪器才能进行测量，而且必须在两次测量之间手动重建设置。为了解决这个问题，ANTENNEX混响室包含一个集成信号发生器，可用作校准模块，用于表征和校准混响室损耗。对于发射设备，可使用相同的频谱分析仪配置进行腔室损耗校准和被测设备的测量，而无需更改任何设置。

辐射功率谱密度测量

图9 腔室内的典型总辐射功率测量设置。

在安装和校准好腔室后，就可以直接测量辐射功率谱密度。⁶图9展示了一个典型的设置。被测设备发射调制信号或连续波信号，这些信号会被腔室损耗衰减。带有频谱分析仪的接收天线接收信号。辐射功率谱密度(PSD)可通过公式1所示的简单链路预算分析（以dB为单位）计算得出：

如前所述，可以测量和校准腔体、电缆和天线的频率相关损耗。在公式1中，〈〈P_R,SA〉_N是频谱分析仪在N个扰动器位置上的平均接收功率。当设备集成了检测器（如模数转换器(ADC)）或具有射频输出时，可以使用类似的程序来表征接收模式下的DUT。

在混响室中，可在一分钟内轻松测量宽频带的辐射PSD。这样就能对许多波束赋形设置进行带外发射、频谱再生、效率、系统增益等指标的测试。这种功能为电磁兼容性测试创造了许多可能性，而混响室长期以来一直是测量18GHz以下频率的主要工具。例如，它可以表征RFIC的辐射发射，而RFIC并不打算辐射来自低频天线系统的谐波。

在本例中，DUT是独立的。DUT通常需要不同的输入，如数据、射频或直流电源。为使所有这些输入都能连接到DUT，需要在腔体内安装一个可配备不同馈入元件的专用面板。

管理反射

混响室是一个高反射环境，因此不可避免地会有一部分功率返回到天线。当天线位置正确时，返回DUT的功率是给定频率下的辐射功率减去腔体损耗。当功率水平过高时，也可以通过在腔体内加载射频吸收器来增加腔体损耗。这会影响均匀性，但可以通过在不同的天线位置进行测量来弥补。

不正确的天线定位会导致高频反射返回到DUT，从而可能影响设备的性能。这种情况与相互耦合的影响类似，尤其是当主波束指向墙壁或角落时。为解决这个问题，ANTENNEX混响室的模式扰动器进行了优化，以减少直接反射。如图6所示，腔室顶部有一个散射结构。当天线阵列朝上时，散射结构可最大限度地减少直接反射回DUT。天线也不应太靠近腔壁或模式扰动器，因为靠近天线的物体会改变阻抗并降低其效率。

作为无线噪声源的混响室

在腔体内形成均匀场的能力还可用于产生不同的噪声功率水平。这意味着腔室可以充当无线噪声源。^7,8与传导Y因子方法类似，接收DUT可以暴露在热噪声功率和冷噪声功率下。图10举例说明了使用腔室进行OTA噪声系数测量的设置。通过使用内部ADC或连接到射频输出的检测器测量DUT输出端的噪声功率，可以估算出噪声系数。

图10 混响室中的OTA噪声系数测量。

这种测量还需要用额外的接收天线对腔室进行校准，用于估算热噪声和冷噪声功率水平。在校准过程中，采用传导Y因子法去除检测器的噪声系数和增益。带衰减器和低噪声放大器的单天线的测量结果如图11所示，显示与传导参考具有良好的一致性。

图11 OTA噪声系数测量

结论

毫米波系统的集成度越高，测试的复杂性就越大。混响室可以快速准确地测量与射频集成电路和天线相关的各种指标。这使得混响室成为天线和射频电子工程师工具箱中的重要工具。与传统方法相比，利用混响室的反射特性，可以大大缩短几类OTA测量的测量时间。金属壁和模式扰动器固有的宽带行为允许在较宽的带宽内实现较低的不确定性。通过将辐射控制在混响室内，而不是电波暗室的墙壁吸收大部分能量，所有辐射信息都保留在混响室内。这为其他领域带来了更多可能性，例如通过误差矢量幅度测量或辐射方向图测量来评估基带信号质量。

致谢

作者感谢ANTENNEX B.V.公司的Tim Stek和Roel Budé以及埃因霍温理工大学的Martijnde Kok对本文的贡献。

参考资料

1. Z. Chen, Q. Liu, B. Smolders, P. Baltus and H. Gao, “30-GHz Co-designed Low-Noise Amplifier and Antenna-on-Chip for Wireless Applications,” IEEE International Symposium on Radio-Frequency Integration Technology (RFIT), Nanjing, China, 2019, pp. 1–3, doi: 10.1109/RFIT.2019.8929159.
2. M. de Kok, S. Monni, M. van Heijningen, A. Garufo, A. B. Smolders and U. Johannsen, “A Review of PA-Antenna Co-design: Direct Matching, Harmonic Tuning and Power Combining,” 52nd European Microwave Conference (EuMC), Milan, Italy, 2022, pp. 536–539, doi: 10.23919/EuMC54642.2022.9924344.
3. A. Hubrechsen, K. A. Remley and S. Catteau, “Reverberation Chamber Metrology for Wireless Internet of Things Devices: Flexibility in Form Factor, Rigor in Test,” IEEE Microwave Magazine, Vol. 23, No. 2, Feb. 2022, pp. 75–85, doi: 10.1109/MMM.2021.3125464.
4. The Wireless ConnectorTM, ANTENNEX B.V., Web: www.antennex.tech.
5. 5.PTK1060 EVK, Pharrowtech, Web: www.pharrowtech.com.
6. A. Hubrechsen et al., “Total Radiated Power Measurement at 100 GHz in a Reverberation Chamber,” 17th European Conference on Antennas and Propagation (EuCAP), Florence, Italy, 2023, pp. 1–4, doi: 10.23919/EuCAP57121.2023.10132953.
7. A. Hubrechsen, T. Stek and A. B. Smolders, “Simplified Over-the-Air Noise Figure Measurement Method for Reduced Uncertainty,” IEEE/MTT-S International Microwave Symposium - IMS 2023, San Diego, Calif., 2023, pp. 911–914, doi: 10.1109/IMS37964.2023.10188197.
8. T. Stek, A. Hubrechsen, D. S. Prinsloo and U. Johannsen, “Over-the-Air Noise Figure Characterization of mm-Wave Active Integrated Antennas Using a Reverberation Chamber,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 71, No. 3, March 2023, pp. 1093–1101, doi: 10.1109/TMTT.2022.3217149.