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低相位噪声毫米波压控振荡器
录入时间:2024/4/15 15:42:23

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低相位噪声毫米波压控振荡器

Indra Ghosh, Jan Buchholz, Horst Fischer, Ulrich Altmann, Jörg Berben, Jonas Lehmke, Ulrich Lewark, Uwe Gollor, Wolfgang Wischmann and Rüdiger Follmann, IMST GmbH, Kamp-Lintfort, Germany, Enrico Lia, European Space Agency, Noordwijk, The Netherlands, Stephen M. Hanham, University of Birmingham, Birmingham, U.K., Benjamin Walter and Fuanki Bavedila, V-Micro SAS, Villeneuve d’Ascq, France, Leif Jensen, TopSil Global Wafers A/S, Frederikssund, Denmark, and Marc Faucher, V-Micro SAS, Villeneuve d’Ascq, France, Univ. Lille, CNRS, Centrale Lille, Univ. Polytechnique Hauts-de-France, Lille, France

本地振荡器(LO)是毫米波雷达和通信系统的关键部件。介质谐振器振荡器(DRO)的最高工作频率通常在30GHz附近。在此频率以上,LO信号的产生需要额外的乘法器电路和带通滤波器。这些额外的元件会增加相位噪声、电路复杂性、质量、功耗并降低可靠性,从而产生不利影响。

本文介绍了一种毫米波振荡器,该振荡器采用了介质填充系数降低的高Q值电磁带隙(EBG)谐振器。该谐振器的测量结果表明,在45GHz频率下,其空载室温Q值系数为115,000。有源MMIC包括一个两级环路放大器、一个耦合器、一个电子移相器和一个输出放大器。在偏移频率为1、10和100kHz时,振荡器的相位噪声水平分别为-95、-120和-143dBc/Hz。作者认为,这些噪声水平是所报告的电子反馈振荡器无噪声退化的最低值。

LO是任何通信系统或射频传感装置的核心。其频率稳定性对可实现的数据传输速率或雷达传感器灵敏度有着广泛的影响。目前,宽带通信使用高达1GHz的带宽和更高阶的QAM调制,目标数据传输速率超过40Gbps。1要在这些应用中实现低误码率,误差矢量幅度(EVM)必须足够小。EVM损伤主要来自LO相位误差,其次是功率放大器压缩、AM-PM转换和约翰逊噪声。因此,对LO单边带(SSB)相位噪声进行积分后得到的相位误差必须足够小。在这种情况下,积分的相关频率范围以数字接收机频率跟踪带宽(通常为100Hz至几kHz兹)作为下限,以信号带宽的二分之一作为上限。

1 采用反馈拓扑结构的振荡器

在雷达传感应用中,回波(多普勒频移雷达脉冲)通过LO下变频到基带。可探测的信号必须大于相关多普勒频率下的LO相位噪声。在45GHz下,目标以100km/h的速度移动时,会产生8.3kHz的多普勒频移。对于1000km/h的速度,偏移频率为83.3kHz。因此,应尽量减小5至500kHz偏移频率范围内的相位噪声,以最大限度地提高雷达在太空等相关应用中的灵敏度。

一般来说,振荡器由一个有源元件(如放大器或Gunn二极管)和一个作为频率决定元件的谐振器组成。作为PLL的一部分,需要一个电子移相器来调整反馈相位以消除干扰,并实现相位稳定。这种常见的反馈拓扑结构如1所示。

自由运行振荡器的相位噪声受李森方程2控制,如方程1所示:

其中:

Ql是谐振器的负载Q因子;α是有源元件的1/f闪烁噪声角频率;G是振荡器有源元件的增益;F为(大信号)噪声系数;P是环路放大器输出端的可用功率;K是玻耳兹曼常数;f0是工作频率或载波频率;f是相位噪声偏移频率;T是热力学温度。

在较小的偏移频率下,相位噪声随工作频率的增加而二次方增加,随反馈回路中所用谐振器的加载Q因子的增加而二次方减小。这增加了在毫米波频率下制造低相位噪声振荡器的难度。传统上,低相位噪声石英振荡器的设计频率较低,通常最高为100MHz,然后将其输出信号乘以目标频率。缺点是这种方法会使振荡器的相位噪声增加20log(N),N是频率倍增因子。此外,低相位噪声频率倍增器会消耗大量电流。

对于直接在毫米波频率下产生频率,DRO可使用低损耗陶瓷材料,如BMT(Ba(Mg1/3Ta2/3)O3)。这种材料的工作频率可达30GHz左右,但在45GHz时,介质损耗正切为2×10-43对于介质损耗受限的谐振器,Q因子是介质损耗正切的倒数,这意味着BMT的最大Q因子可达5000,但这还不够。

高电阻率硅(HRS)是一种有趣的替代方案,其介质损耗可用公式2描述:

其中:ρ是材料的电阻率;ω是角频率;ε'和ε''分别是介电常数的实部和虚部。

电阻率取决于材料的纯度,标准HRS的电阻率通常在10kΩ•cm到50kΩ•cm之间。通过质子或中子辐照或掺杂金,电阻率可达416kΩ•cm。在45GHz时,HRS损耗正切的相应值为8.1×10-5(ρ=50kΩ•cm)和2.0×10-5(ρ=416kΩ•cm),远远低于BMT的损耗正切。

在选择谐振器基底材料时,介电常数的温度变化是另一个重要的考虑因素。BMT在室温下的介电常数梯度为dε'/dT=5×10-6/℃,其设计目的是尽量减小温度变化。然而,HRS没有温度补偿,其介电常数梯度要大得多,室温下为1.2×10-3/℃。3共振频率的温度梯度可根据材料介电常数的温度梯度计算得出,如公式3所示:

HRS在45GHz时是2.3MHz/℃。

2谐振器传输幅度和相位。

对于振荡器,图1中反馈路径中的电子移相器可以补偿温度引起的谐振器频率变化。如2所示,谐振器相移在其3dB带宽内为90度。通过将移相器调整90度,振荡器频率可按3dB带宽的大小进行调整。这是因为要求振荡器开环总相位保持在360度的倍数。例如,对于辐射HRS,预期Ql为50,000。在这种情况下,45GHz的3dB带宽仅为900kHz。因此,电子移相器可以校正大约0.4℃的温度变化,相当于900kHz/2.3MHz/℃。而BMT的3dB带宽为9MHz,频率梯度仅为-5kHz/℃。这表明BMT不需要温度稳定。

谐振器设计

EBG谐振器是由超材料中产生的支持共振的缺陷形成的,这种超材料具有EBG特性。超材料的EBG可阻止电磁波向特定方向传播,从而实现共振缺陷模式的定位和限制。EBG超材料可以使用周期性金属或电介质结构来实现,并具有一维、二维或三维EBG特性。由于二维EBG易于制造,这项研究考虑了一种完全由HRS制成的谐振器。

创建EBG谐振器的一种常见方法是通过在高介电常数电介质板上穿孔的周期性气孔晶格来构建电介质二维EBG。谐振器是通过在气孔周期性晶格中省略几个连续的气孔而产生缺陷的。4,5在这种情况下,可实现的谐振器Q因子值基本上受到基底材料介电损耗的限制。要进一步提高谐振器的Q因子,可以减少局限在电介质内部的谐振电磁能量,将更多的能量储存在空气中。在这种情况下,Q因子可表示为Q=1/(ρ∙tanδ),其中tanδ是HRS基底的损耗正切,ρ是介质填充因子。如公式4所示,介质填充因子被定义为硅内部电能与谐振模式总存储电能的比例:

其中:

Vsi是构成EBG谐振器的硅的体积;Vt是包含共振模式的总体积;E是共振模式的电场;ε'si是HRS的介电常数;ε'(v)是随位置变化的介电常数。

在EBG中间嵌入一个空气槽来容纳谐振模式,从而降低了介质填充因子。3(a)显示了该空气槽与谐振模式电场强度的叠加。为了尽量减少辐射,必须在谐振器中塑形电磁场。3(b)显示了通过线性增加从中心单元到外部单元的反射所产生的场的高斯包络。这是通过在±x方向上随距离四次改变单元格的水平周期(宽度)来实现的。谐振器的模拟介质填充因子为47%。更多详情,请参阅E. Lia等人的研究。6

3 (a)谐振器结构和电场强度。(b)谐振模式电场的高斯包络线。

4 不同温度下测量到的谐振器插入损耗。

谐振器插入损耗与温度的函数关系如图4所示。室温下的空载Q值为115,000,谐振频率为45.77GHz。冷却到-40℃时,空载Q值增至200,000。相应地,插入损耗在40℃时降至-3.6dB。温度降至-10℃以下时,空载Q值的增幅相对较小。3

这些结果表明,TopSil GlobalWafers A/S提供的1mm厚的中子掺杂HRS 6英寸晶片介电损耗低,而且V-Micro SAS采用深反应离子蚀刻(DRIE)方法蚀刻的孔质量上乘。保持孔侧壁角度非常接近90度是实现高Q值的关键。由于HRS晶圆厚度为1mm,要在整个厚度范围内保持笔直的侧壁角度是一项艰巨的任务,需要大量的DRIE工艺专业知识。

振荡器结构

5显示了反馈压控振荡器(VCO)的拓扑结构和装置。有源电路和谐振器都安装在一个分块铝制外壳中,外壳上铣有WR-19波导。MMIC电路的输入和输出通过键合线连接到与波导耦合的微带线上。此外,还包括一个波导带通滤波器以及微调和粗调移相器。EBG谐振器通过突出波导的HRS三角锥与WR-19波导连接。

5 最终MMIC VCO装置。

有源电路和谐振器可以单独测试。振荡器的两个部分由集成在外壳中的WR-19法兰连接。振荡器的总功耗为215mW,尺寸为157×88×29mm,重量为442g(包括所有连接器)。

MMIC布局和设计

有源电路MMIC采用IHP Microelectronics的130纳米SiGe BiCMOS SG13S工艺设计。MMIC布局如图6所示。该芯片包含一个由驱动放大器和平衡功率放大器组成的两级环路放大器、一个用于将部分振荡器功率耦合到输出端的10dB耦合器、一个电移相器和一个耦合放大器。10dB耦合器通过芯片顶部两层金属(TM1和TM2)上的耦合传输线实现。耦合放大器采用标准共发射单级放大器,增益为8dB。

6 MMIC VCO电路布局

环路放大器的第一级和第二级采用级联设计。在整个频率和温度范围内,环路放大器显示出良好的输入和输出匹配以及无条件的稳定性。小信号增益范围从+20℃时的19.1dB到-40℃时的21.8dB。模拟的小信号结果如图7所示。

7 模拟小信号环路放大器的结果。输入和输出回波损耗(RL)、增益、稳定系数k和稳定性测量值(测量值,右y轴)。

如图8所示,电子移相器由一个90度混合耦合器组成,在两个端口用变容二极管端接。9显示了随着调谐电压的变化,传输相位和插入损耗的模拟变化。总的模拟相位变化为32度。由于变容二极管的损耗,插入损耗超过4.5dB,相当高。在该结构的测试芯片上进行的测量表明,测量特性与模拟结果十分吻合。

8 电子移相器芯片布局。

9 模拟移相器相位和振幅变化。

波导滤波器和机械移相器

波导滤波器和机械移相器是在由WR-19波导组成的专用铣制测试结构中进行测试的。电路如图10所示,其中滤波器是外壳左侧第一个结构,用黄色圈出。精细移相器位于中间,用绿色圈出,粗移相器是右边最后一个结构,用蓝色圈出。

10 测试结构和粗移相器聚四氟乙烯片的侧视图。

波导滤波器的作用是抑制其他谐振器或外壳模式的振荡。设计五阶滤波器的目的是使中心频率可以通过M1.4聚醚醚酮(PEEK)螺钉在大约45.0和45.9GHz之间变化。滤波器在44至46GHz范围内的测量结果如图11a)所示11b显示了通带的详细情况,11c显示了滤波器的宽带性能。

11 (a)完整的滤波器响应。(b)滤波器通带响应。(c)宽带响应。

电子移相器的调节范围只有32度。为了扩大这一范围,我们采用了额外的机械移相器,以确保反馈回路的总相移量可以调节到360度的倍数,从而确保振荡器的启动。为了达到足够的精度,对两个机械移相器进行了级联。为了进行粗调,在WR-19波导中填充了部分聚四氟乙烯(介电常数=2.1),以改变电气长度。如图10所示,聚四氟乙烯片被制成锥形,以改善阻抗匹配。这些聚四氟乙烯片的长度从16mm到36mm不等,步长为2mm。相邻两个长度之间的测量相移约为60度,对插入损耗的影响小于0.7dB。

精细移相器由三个PEEK螺钉组成,其在波导内的长度可以改变。最小和最大螺钉之间的测量相位差为47度。测量的调谐精度优于0.5度。在整个调谐范围内,插入损耗的变化小于0.2dB。

相位噪声和电子调谐范围

由于谐振器品质因数与温度有关,因此选择了-10℃的工作温度。12显示了在偏移频率为1、10和100 kHz时测得的相位噪声水平,分别为-95、-120和-143dBc/Hz。振荡器的输出功率为-1.2dBm,振荡器的电子调谐范围为239kHz。要实现稳定运行,温度稳定性必须优于239kHz/2.3MHz/℃=0.1℃。

12 -10℃时测量到的振荡器SSB相位噪声。

结论

本文介绍了低噪声毫米波振荡器的设计和测试,该振荡器采用了介质填充因子降低的HRS谐振器。作者认为,该振荡器的相位噪声是该频率范围内已公布的电子反馈振荡器中最低的,且没有噪声退化。该振荡器重量轻、尺寸小、功耗低。今后的工作将集中在提高电子频率可调性上,以放宽对温度稳定性的要求,并提高空间应用的技术就绪水平。

致谢

这项工作由欧洲航天局(ESA-ESTEC)资助,合同号为4000130082/20/NL/HK。

参考资料

  1. J. Chen, D. Kuylenstierna, S. E. Gunnarsson, Z. Simon He, T. Eriksson, T. Swahn and H. Zirath, “Influence of White LO Noise on Wideband Communication,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 66, No. 7, 2018.
  2. D. B. Leeson, “A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum,” Proceedings of the IEEE, 54 (2): 329–330, doi:10.1109/PROC.1966.4682.
  3. J. Krupka, W. Karcz, P. Kaminski and L. Jensen, “Electrical Properties of As-grown and Proton-irradiated High Purity silicon,” Nuclear Instruments and Methods in Physics Research B 380, 2016, pp.76–83.
  4. W. J. Otter, S. M. Hanham, N. M. Ridler, G. Marino, N. Klein and S. Lucyszyn, “100 GHz Ultra-high Q-factor Photonic Crystal Resonators,” Sensors and Actuators A 217, 2014, 151–159.
  5. Y. Akahane, T. Asano, B.-S. Song and S. Noda, “High-Q Photonic Nanocavity in a Two-dimensional Photonic Crystal,” Nature, Vol. 425, October 2003.
  6. E. Lia, I. Ghosh, S. M. Hanham, B. Walter, F. Bavedila, M. Faucher, A. P. Gregory, L. Jensen, J. Buchholz, H. Fischer, U. Altmann and R. Follmann, “Novel mmWave Oscillator Based on an Electromagnetic Bandgap Resonator,” IEEE Microwave and Wireless Technology Letters, Vol. 33, No. 6, June 2023, pp. 863–866, doi: 10.1109/LMWT.2023.3268090.

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